基本介紹中文名:operationalamplifier mbth:運算放大器？簡稱:運算放大器主要參數:共模抑制、增益帶寬積等屬性:高放大倍數電路單元材料:真空管誕生時間:1930、發展歷史、原理、分類、通用型、高阻型、低溫漂型、高速型、低功耗型、高壓大功率型、可編程型、參數、共模輸入電阻、DC共模抑制、交流共模抑制、增益帶寬積、輸入偏置電流、偏置電流溫度漂移、輸入偏置電流、 輸入失調電流溫度漂移(TCIOS)、差模輸入電阻、輸出阻抗、輸出電壓擺幅、功耗、電源抑制比、壓擺率、電源電流、單位增益帶寬、輸入失調電壓、輸入電容、輸入電壓範圍、輸入電壓噪聲密度(en)、輸入電流。 發展史上第壹個用真空管設計的放大器是在1930左右完成的。這個放大器可以做加法和減法。運算放大器設計的第壹個目的是將模擬電壓轉換成數字進行加減乘除，同時它也成為模擬計算機的基本組成部分。而理想運算放大器在電路系統設計中的應用，遠遠超過了加減乘除的計算。現在的運算放大器，無論是使用晶體管還是真空管，分立元件還是集成電路，都已經逐漸接近理想運算放大器的要求。早期的運算放大器是用真空管設計的，但目前大部分是集成電路元件。然而，如果系統中對放大器的需求超過了對集成電路放大器的需求，則通常使用分立元件來實現這些特殊的運算放大器。20世紀60年代末，飛兆半導體推出了第壹款廣泛使用的集成電路運算放大器，型號為μA709，由Bob Widlar設計。但709很快被新品μA741取代，性能更好，更穩定，更易用。741運算放大器已經成為微電子工業發展史上壹個獨特的標誌。經過幾十年的演變，壹直沒有被取代。很多集成電路廠商還在生產741。直到現在，μA741仍然是高校電子工程系講解運算放大器原理的典型教材。如圖所示，運算放大器有兩個輸入端A(反相輸入端)、B(同相輸入端)和壹個輸出端O。也分別稱為反向輸入、非反向輸入和輸出。當電壓U-加在A端和公共端(公共端是電壓為零的點)時，相當於電路中的參考節點。)，且其實際方向從A端高於共端，則輸出電壓u的實際方向是從共端指向O端，即方向剛好相反。當輸入電壓U+施加在B端和公共端之間時，U和U+相對於公共端的實際方向完全相同。為便於區分，A端和B端分別標有“-”和“+”，但不要誤認為是電壓參考方向的正負極性。電壓的正負極性應分開標記或用箭頭指示。反相放大器和同相放大器如下:運算放大器運算放大器壹般可以看作是壹個高增益的直耦電壓放大器，有壹個信號輸出連接端口(Out)和兩個高阻輸入端，所以可以用來制作同相、反相和差分放大器。運算放大器的供電方式分為雙電源供電和單電源供電。對於雙電源的運算放大器，其輸出可以在零電壓兩側變化，差分輸入電壓為零時，輸出也可以置零。單電源供電的運算放大器的輸出在電源和地之間的壹定範圍內變化。運算放大器的輸入電位通常要求高於負電源，低於正電源。特別設計的運算放大器可以允許輸入電位在負電源至正電源的整個範圍內變化，甚至略高於正電源或略低於負電源。這種運算放大器稱為軌到軌輸入運算放大器。運算放大器的輸出信號與兩個輸入端之間的信號電壓差成正比。在音頻部分，輸出電壓=A0(E1-E2)，其中A0為運算放大器的低頻開環增益(如100dB，即10000倍)，E1為同相端的輸入信號電壓。分類根據集成運算放大器的參數，集成運算放大器可以分為以下幾類。通用運算放大器是為通用目的而設計的。這類裝置的主要特點是價格低、數量大、產品範圍廣，其性能指標能適合普遍使用。例子包括μA741(單運算放大器)、LM358(雙運算放大器)、LM324(四運算放大器)和以FET作為輸入級的LF356。它們是目前應用最廣泛的集成運算放大器。運算放大器高阻集成運算放大器的特點是非常高的差模輸入阻抗和非常小的輸入偏置電流，壹般RID >；1ω~ 1ω，IB是幾皮安到幾十皮安。實現這些目標的主要措施是利用場效應晶體管高輸入阻抗的特性構成運算放大器的差分輸入級。用FET做輸入級，不僅輸入阻抗高，輸入偏置電流低，而且速度快，頻帶寬，噪聲低，但輸入失調電壓大。常見的集成器件有LF355、LF347(四個運算放大器)以及輸入阻抗較高的CA3130和CA3140。低溫漂型在精密儀器、微弱信號檢測等自動控制儀器中，總是希望運算放大器的失調電壓小，不隨溫度變化。低溫漂運算放大器就是為此而設計的。目前常用的高精度低溫漂運算放大器有OP07、OP27、AD508和由MOSFET構成的斬波穩零漂移器件ICL7650。高速型在快速A/D和D/A轉換器和視頻放大器中，要求集成運算放大器的轉換速率SR必須很高，單位增益帶寬BWG必須足夠大。例如，通用集成運算放大器不適合高速應用。高速運算放大器的主要特點是高轉換速率和寬頻率響應。常見的運算放大器有LM318、μA715等。，Sr = 50 ~ 70V/US，BWG >；20兆赫.低功耗型由於電子電路集成最大的優點是可以使復雜的電路變得小巧輕便，隨著便攜式儀器應用範圍的擴大，需要使用低電源電壓、低功耗的運算放大器。常用的運算放大器有TL-022C、TL-060C等。它們的工作電壓為2V～18V，消耗電流為50～250μA..目前部分產品功耗已經達到μW級別。比如ICL7600的電源是1.5V，功耗是10mW，可以單節電池供電。運算放大器高壓大功率運算放大器的輸出電壓主要受電源限制。在普通的運算放大器中，最大輸出電壓壹般只有幾十伏，輸出電流只有幾十毫安。為了提高輸出電壓或電流，必須在集成運算放大器之外增加壹個輔助電路。本發明的高壓大電流集成運算放大器無需任何附加電路即可輸出高壓大電流。比如D41集成運算放大器的電源電壓可以達到150V，μA791集成運算放大器的輸出電流可以達到1A。可編程控制在儀器使用中總會涉及量程問題。為了獲得具有固定電壓的輸出，必須改變運算放大器的放大系數。比如壹個運算放大器的放大倍數為10倍，輸入信號為1mv，則輸出電壓為10mv，當輸入電壓為0.1mv時，輸出僅為65438。程控運算放大器就是為了解決這個問題而產生的。比如PGA103A，通過控制引腳1，2的電平，改變放大倍數。參數共模輸入電阻該參數表示輸入共模電壓範圍與運算放大器線性區偏置電流變化的比值。DC共模抑制該參數用於測量運算放大器對作用於兩個輸入端的相同DC信號的抑制能力。交流共模抑制CMRAC用於衡量運算放大器對作用於兩個輸入端的同壹交流信號的抑制能力，它是差模開環增益除以共模開環增益的函數。增益帶寬積增益帶寬積是壹個常數，定義為開環增益與頻率的特性曲線中下降-20dB/10倍的區域。輸入偏置電流該參數指的是在運算放大器的線性區域內流入輸入端的平均電流。偏置電流溫度漂移該參數表示溫度變化時輸入偏置電流的變化。TCIB通常用pa/c表示，輸入失調電流該參數指流入兩個輸入端的電流之差。輸入失調電流溫度漂移(TCIOS)該參數表示溫度變化時輸入失調電流的變化。TCIOS通常用pa/c表示差模輸入電阻該參數表示輸入電壓的變化與輸入電流相應變化的比值，電壓的變化導致電流的變化。在壹個輸入端測量時，另壹個輸入端與固定的共模電壓相連。輸出阻抗該參數是指運算放大器輸出端在線性區的內部等效小信號阻抗。輸出電壓擺幅此參數指在不箝位輸出信號的情況下可以實現的最大電壓擺幅的峰峰值。VO壹般定義在特定的負載電阻和電源電壓下。功耗是指器件在給定電源電壓下消耗的靜態功率，Pd通常是在空載條件下定義的。運算放大器的電源抑制比該參數用於衡量運算放大器在電源電壓變化時保持其輸出不變的能力。PSRR通常用電源電壓變化引起的輸入失調電壓變化來表示。轉換率該參數是指輸出電壓變化與發生該變化所需時間之比的最大值。SR壹般取v/&；微觀；s表示為壹個單位，有時分別表示為正變和負變。電源電流該參數是器件在額定電源電壓下消耗的靜態電流，這些參數通常是在空載條件下定義的。單位增益帶寬該參數指開環增益大於1時運算放大器的最大工作頻率。輸入失調電壓該參數表示需要施加在輸入端以使輸出電壓為零的電壓差。輸入失調電壓溫度漂移(TCVOS)該參數指溫度變化引起的輸入失調電壓的變化，通常表示為& amp；微觀；V/c是單位。輸入電容CIN表示運算放大器線性區內任意輸入端(另壹個輸入端接地)的等效電容。輸入電壓範圍該參數是指運算放大器正常工作時允許的輸入電壓範圍(可以得到預期的結果)，VIN通常定義在規定的電源電壓下。輸入電壓噪聲密度(en)對於運算放大器，輸入電壓噪聲可以視為連接到任何輸入端的串聯噪聲電壓源。eN通常用nV/root Hz表示，並在特定頻率下定義。輸入電流噪聲密度(iN)對於運算放大器，輸入電流噪聲可視為兩個噪聲電流源，分別連接到各輸入端和公共端，通常以pA/根號Hz為單位表示，並在指定頻率下定義。理想的運算放大器參數:差模放大倍數、差模輸入電阻、共模抑制比、上限頻率無窮大；輸入失調電壓及其溫度漂移、輸入失調電流及其溫度漂移和噪聲均為零。應用運算放大器是廣泛使用的器件，當連接到適當的反饋網絡時，可以用作精密交流和DC放大器、有源濾波器、振蕩器和電壓比較器。測量運算放大器是壹種差分輸入單端輸出的極高增益放大器，常用於高精度模擬電路中，因此必須對其性能進行精確測量。然而，在開環測量中，其開環增益可能高達107或更高，拾波、雜散電流或Zeebek(熱電偶)效應可能在放大器的輸入端產生非常小的電壓，因此誤差將難以避免。利用伺服環路可以大大簡化測量過程，將放大器的輸入強制歸零，使被測放大器可以測量自身的誤差。圖1顯示了壹個利用這壹原理的多功能電路，它利用壹個輔助運算放大器作為積分器來建立壹個具有極高DC開環增益的穩定環路。該開關有助於執行下述各種測試。圖1所示電路可以將大部分測量誤差降至最低，支持大量DC和少量交流參數的精確測量。附加的“輔助”運算放大器不需要比被測運算放大器具有更好的性能，其DC開環增益應達到106或更高。如果被測器件(DUT)的失調電壓可能超過幾毫伏，則輔助運算放大器應由15V供電(如果DUT的輸入失調電壓可能超過10毫伏，則需要降低99.9kω的電阻R3的阻值。)圖1 DUT的電源電壓+V和–V幅度相等，極性相反。總電源電壓當然是2× V，電路采用對稱電源，即使是“單電源”運算放大器，因為系統的地是以電源的中間電壓為參考的。作為積分器，輔助放大器在DC配置為開環(最大增益)，但其輸入電阻和反饋電容將其帶寬限制在幾Hz。這意味著DUT輸出端的DC電壓由具有最高增益的輔助放大器放大，並通過1000:1衰減器施加於DUT的同相輸入端。負反饋驅動DUT輸出到地電位。(實際上，實際電壓是輔助放大器的失調電壓，更準確地說是失調電壓加上輔助放大器的偏置電流在100kω的電阻上引起的壓降，但它與地電位非常接近，所以沒有關系，特別是考慮到在測量時該點的電壓變化不太可能超過幾mV)。測試點TP1處的電壓是施加於DUT輸入端的校正電壓(幅度等於誤差)的1000倍，約為幾十mV或更高，因此可以非常容易地進行測量。理想運算放大器的失調電壓(Vos)為0，即當兩個輸入端連接在壹起且中間電源電壓保持不變時，輸出電壓也是中間電源電壓。實際上，運算放大器的失調電壓從幾微伏到幾毫伏不等，因此必須將此範圍內的電壓施加於輸入端，以保持輸出處於中間電位。圖2顯示了最基本的測試配置——失調電壓測量。當TP1上的電壓是DUT失調電壓的1000倍時，DUT的輸出電壓處於地電位。理想的運算放大器具有無窮大的輸入阻抗，沒有電流流入其輸入端。然而，實際上，少量“偏置”電流將流入反相和同相輸入端(分別為I b–和Ib+)，這會在高阻抗電路中產生顯著的失調電壓。根據運算放大器的類型，這個偏置電流可能是幾FA(1fa = 10–15A，每隔幾微秒流過壹個電子)到幾NA；在壹些超快速運算放大器中，甚至達到1-2 μA a，圖3顯示了這些電流是如何測量的。該電路與圖2中的失調電壓電路基本相同，只是在DUT的輸入端增加了兩個串聯電阻R6和R7。這些電阻可以通過開關S1和S2短路。當兩個開關都閉合時，電路與圖2完全相同。當S1關斷時，反相輸入端的偏置電流流入Rs，電壓差增加至失調電壓。通過測量TP 1(= 1000 IB–×RS)的電壓變化，可以計算出IB–。類似地，當S1閉合且S2斷開時，可以測量Ib+如果在S1和S2都閉合時首先測量TP1的電壓，然後在S1和S2都斷開時再次測量TP1的電壓，則可以通過該電壓的變化來計算“輸入失調電流”Ios，即Ib+和Ib-之間的差值。R6和R7的電阻值取決於要測量的電流。圖2圖3如果Ib的值約為5 pA，將使用大電阻。使用這種電路將非常困難，可能需要其他技術，包括Ib對低泄漏電容(用於替代Rs)充電的速率。當S1和S2閉合時，Ios仍會流入100ω的電阻，產生Vos誤差，但在計算中通常可以忽略，除非Ios大到產生大於實測Vos的1%的誤差。運算放大器的開環DC增益可能非常高，107以上的增益並不少見，但250，000至2，000，000的增益更常見。DC增益的測量方法是通過S6在DUT的輸出端和1 V的基準電壓之間切換R5，迫使DUT的輸出改變壹定的量(圖4中為1 V，但如果器件由足夠大的電源供電，則可以指定為10 V)。如果R5為+1 V，DUT輸出必須為–1V，以保持輔助放大器的輸入恒定在0附近。TP1的電壓變化經1000:1衰減後輸入到DUT，導致輸出變化為1 V，因此很容易計算出增益(= 1000 × 1 V/TP1)。圖4為了測量開環交流增益，需要在DUT的輸入端註入壹個小的交流信號，並測量相應的輸出信號(圖5中的TP2)。完成後，輔助放大器繼續穩定DUT輸出端的平均DC電平。在圖5中，交流信號通過10，000: 1的衰減器施加到DUT的輸入端。如此大的衰減值必須用於低頻測量，此時開環增益可能接近DC值。(例如，當增益為1，000，000時，1 V rms信號將向放大器的輸入施加100 μV，放大器將試圖提供100 V rms輸出，導致放大器飽和。所以交流測量的頻率壹般是開環增益下降到1時的頻率幾百Hz；當需要低頻增益數據時，在低輸入幅度下測量時應非常小心。圖示的簡易衰減器只能工作在100 kHz以下的頻率，即使小心處理雜散電容，也不能超過這個頻率。如果涉及更高的頻率，就需要使用更復雜的電路。運算放大器的共模抑制比(CMRR)是指共模電壓變化引起的失調電壓表觀變化與所加共模電壓變化的比值。在DC，壹般在80分貝到120分貝之間，但在高頻時會降低。圖5測試電路非常適合於測量CMRR(圖6)。它不是將共模電壓施加於DUT的輸入端以避免低電平效應破壞測量，而是改變電源電壓(與輸入端方向相同，即共模方向)，而電路的其余部分保持不變。在圖6所示的電路中，失調電壓在TP1處測得，電源電壓為V(本例中為+2.5 V和–2.5V)，兩個電源電壓再次上移+1 V(至+3.5 V和–1.5V)。失調電壓的變化對應於1 V的共模電壓的變化，因此DC CMRR是失調電壓與1 V的比值。圖6 CMRR測量失調電壓相對於共模電壓的變化，而總電源電壓保持不變。另壹方面，電源抑制比(PSRR)是指失調電壓的變化與總電源電壓的變化之比，共模電壓保持中間電源電壓不變(圖7)。所用電路完全相同，只是總電源電壓發生變化，而共模電平保持不變。在本例中，電源電壓從+2.5 V和–2.5 V切換到+3 V和–3V，總電源電壓從5V變為6 V，共模電壓仍保持中間電源電壓。計算方法相同(1000 × TP1/1 V)。圖7為了測量交流CMRR和PSRR，需要用電壓來調制電源電壓，如圖8所示。DUT繼續在DC開環中工作，但確切的增益由交流負反饋決定(圖中為100倍)。為了測量交流CMRR，DUT的正負電源由峰值幅度為1 V的交流電壓調制，兩個電源的調制同相，因此實際電源電壓是穩定的DC電壓，但共模電壓是2V峰峰值正弦波，這導致DUT輸出包括在TP2測量的交流電壓。圖8如果TP2的交流電壓幅度為x V峰(2 V峰峰值)，則折合到DUT輸入端的CMRR(即放大100倍交流增益前)為x/100 V，CMRR為該值與1 V峰的比值。交流PSRR的測量方法是在相位差為180的正負電源上施加交流電壓，從而調制電源電壓的幅度(本例中也是1 V峰值，2 V峰值)，而共模電壓保持穩定的DC電壓。計算方法與前面的參數非常相似。綜上所述，當然，可能需要測量的運算放大器的其他參數還有很多，測量上述參數的方法也有很多，但如本文所示，最基本的DC和交流參數可以通過簡單的基本電路可靠地測量，這些電路易於構建，易於理解，沒有任何問題。